顯著是因為高功率。在SMPS中，晶體管在開關電源辦法的非線性辦法下工作。這意味著，當晶體管導通并傳導電流時，電源途徑上壓降最小。晶體管關斷并阻遏高電壓時，電源途徑中幾乎沒有電流。因此半導體晶體管像一個志趣的開關電源。晶體管中的功率損耗可減至最小。高功率、低功耗和高功率密度是規(guī)劃人員運用SMPS而不是線性穩(wěn)壓器或LDO的最主要原因，特別是在高電流使用中。例如現(xiàn)在12VIN、3.3VOUT開關電源辦法同步降壓電源通常可完成90%以上的功率，線性穩(wěn)壓器的功率不到27.5%。這意味著功率損耗或規(guī)范至少減小了8倍。
最常用的開關電源：降壓轉換器
圖8閃現(xiàn)的最簡略常用的開關電源穩(wěn)壓器降壓型DC/DC轉換器。它有兩種操作辦法，詳細取決于晶體管Q1是敞開仍是關閉。為了簡化議論，假定全部電源設備都是志趣設備。當開關電源（晶體管）Q1敞開時，開關電源節(jié)點電壓VSW=VIN，電感L電流由(VIN–VO)充電。圖8(a)閃現(xiàn)此電感充電辦法下的等效電路。當開關電源Q1關閉時，電感電流通過續(xù)流二極管D1，如圖8(b)所示。開關電源節(jié)點電壓VSW=0V，電感L電流由VO負載放電。因為志趣電感在穩(wěn)態(tài)下不可能有直流電壓，均勻輸出電壓VO可通過以下公式算出：
圖8.降壓轉換器操作形式和典型波形
其間TON是開關電源周期TS內的導通時刻距離。假定TON/TS之比界說為占空比D，則輸出電壓VO為：
當濾波器電感L和輸出電容CO的值足夠高時，輸出電壓VO為只需1mV紋波的直流電壓。在這種情況下，關于12V輸入降壓電源，從概念上講，27.5%的占空比供應3.3V輸出電壓。
除了上面的均勻法，還有一種辦法可推導出占空比公式。志趣電感在穩(wěn)態(tài)下不可能有直流電壓。因此，必須在開關電源周期內堅持電感的伏秒平衡。根據圖8中的電感電壓波形，伏秒平衡需求：因此，VO=VIN?D(5)
公式(5)與公式(3)相同。這個伏秒平衡法也可用于其他DC/DC拓撲，以推導出占空比與VIN和VO的關系式。
降壓轉換器中的功率損耗直流傳導損耗
選用組件（導通狀態(tài)下零壓降和零開關電源損耗）時，降壓轉換器的功率為100%。而實際上，功耗一直與每個功率元件相關聯(lián)。SMPS中有兩種類型的損耗：直流傳導損耗和交流開關電源損耗。
降壓轉換器的傳導損耗首要來自于晶體管Q1、二極管D1和電感L在傳導電流時發(fā)生的壓降。為了簡化議論，傳導損耗核算中忽略電感電流的交流紋波。假定MOSFET用作功率晶體管，MOSFET的傳導損耗等于IO2?RDS(ON)?D，其間RDS(ON)是MOSFETQ1的導通電阻。二極管的傳導功率損耗等于IO?VD?(1–D)，其間VD是二極管D1的正向壓降。電感的傳導損耗等于IO2?RDCR，其間RDCR是電感繞組的銅電阻。因此，降壓轉換器的傳導損耗約為：
例如，12V輸入、3.3V/10AMAX輸出降壓電源可使用以下元件：MOSFETRDS(ON)=10mΩ，電感RDCR=2mΩ，二極管正向電壓VD=0.5V。因此，滿負載下的傳導損耗為：
假定只考慮傳導損耗，轉換器功率為：
上述剖析閃現(xiàn)，續(xù)流二極管的功率損耗為3.62W，遠高于MOSFETQ1和電感L的傳導損耗。為進一步進步功率，ADI公司建議可將二極管D1替換為MOSFETQ2，如圖9所示。該轉換器稱為同步降壓轉換器。Q2的柵極需求對Q1柵極進行信號互補，即Q2僅在Q1關斷時導通。同步降壓轉換器的傳導損耗為：
圖9.同步降壓轉換器及其晶體管柵極信號
假定10mΩRDS(ON)MOSFET也用于Q2，同步降壓轉換器的傳導損耗和功率為：
上面的示例顯現(xiàn)，同步降壓轉換器比傳統(tǒng)降壓轉換器更高效，特別適用于占空比小、二極管D1的傳導時刻長的低輸出電壓運用。
交流開關電源損耗
除直流傳導損耗外，還有因運用不志趣功率元件導致的其他交流/開關電源相關功率損耗：
1.MOSFET開關電源損耗。真實的晶體管需求時刻來導通或關斷。因此，在導通和關斷瞬變過程中存在電壓和電流堆疊，然后發(fā)生交流開關電源損耗。圖10閃現(xiàn)同步降壓轉換器中MOSFETQ1的典型開關電源波形。頂部FETQ1的寄生電容CGD的充電和放電及電荷QGD決議大部分Q1開關電源時刻和相關損耗。在同步降壓轉換器中，底部FETQ2開關電源損耗很小，由于Q2總是在體二極管傳導后導通，在體二極管傳導前關斷，而體二極管上的壓降很低?？墒?，Q2的體二極管反向恢復電荷也或許增加頂部FETQ1的開關電源損耗，并發(fā)生開關電源電壓響鈴和EMI噪聲。公式(12)閃現(xiàn)，操控FETQ1開關電源損耗與轉換器開關電源頻率fS成正比。精確核算Q1的能量損耗EON和EOFF并不簡略，詳細可拜見MOSFET供貨商的運用筆記。
圖10.降壓轉換器中頂部FETQ1的典型開關電源波形和損耗
2.電感鐵損PSW_CORE。真實的電感也有與開關電源頻率相關的交流損耗。電感交流損耗首要來自磁芯損耗。在高頻SMPS中，磁芯材料可能是鐵粉芯或鐵氧體。一般來說，鐵粉芯微飽滿，但鐵損高，而鐵氧體材料劇烈飽滿，但鐵損低。鐵氧體是一種類似陶瓷的鐵磁材料，
其晶體結構由氧化鐵與錳或氧化鋅的混合物組成。鐵損的首要原因是磁滯損耗。磁芯或電感制造商一般為電源規(guī)劃人員供應鐵損數(shù)據，以估量交流電感損耗。
3. 其他交流相關損耗。其他交流相關損耗包含柵極驅動器損耗PSW_GATE（等于VDRV ? QG ? fS）和死區(qū)時刻（頂部FETQ1和底部FETQ2均關斷時）體二極管傳導損耗（等于(ΔTON+ ΔTOFF) ? VD(Q2) ? fS）。
總而言之，開關電源相關損耗包含：
一般，計算開關電源相關損耗并不簡略。開關電源相關損耗與開關電源頻率fS成正比。在12VIN、3.3VO/10AMAX同步降壓轉換器中，200kHz – 500kHz開關電源頻率下的交流損耗約導致2%至5%的功率丟掉。因此，滿負載下的總功率約為93%，比LR或LDO電源要好得多。可以減少將近10倍的熱量或規(guī)范。
